【導讀】本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術。950V IGBT結構基于微溝槽理念，與典型1200V技術相比，新型950V IGBT和二極管的靜態(tài)損耗和/或開關損耗顯著降低。通過分析應用需求與功率模塊設計的相互作用，本文確定了功率模塊的應用結果和優(yōu)化路徑。得益于經優(yōu)化的功率模塊設計和采用950V技術，近期推出的無基板Easy3B解決方案實現(xiàn)了全集成1500V ANPC拓撲結構。該拓撲結構的額定電流達到400A，而雜散電感低至僅15nH。
1.引言
提升開關速度、提高開關頻率和增大功率密度是目前現(xiàn)代功率半導體器件主要的發(fā)展方向。特別是在光伏逆變器領域，開關速度、開關頻率和功率密度是提高逆變器性能的三個重要杠桿。在變頻器等其他應用中，應用特定限制條件（比如，使用的電機和電纜）限制了開關斜率。相比之下，光伏應用中沒有開關速度限制條件。在光伏應用中，開關頻率越高，開關速度越快，功率濾波器元件數(shù)量要求可能設計得越小。因此，光伏逆變器中最先進的開關器件應滿足開關損耗極低的要求。
同時，像采用三電平中性點鉗位型（NPC）或有源中性點鉗位型（ANPC）拓撲結構的逆變器已經廣泛地用于太陽能光伏應用。我們甚至可以觀察到，為了提高系統(tǒng)功率密度和效率，逆變器采用五電平或多電平等更復雜拓撲結構的趨勢顯現(xiàn)。就光伏逆變器的阻斷電壓而言，典型工作電壓增加，這反過來要求提高開關元件的阻斷能力。盡管過去1100V光伏逆變器是主流產品，但市場上目前的產品和即將推出的光伏逆變器的額定電壓均達到1500V。我們來重點討論一下開關元件。由于650V IGBT和二極管是針對1100V逆變器母線電壓進行優(yōu)化的，其阻斷能力不足以滿足1500V逆變器母線電壓的要求。這種情況下只能使用未經優(yōu)化的1200V IGBT和二極管。當然，價格更高的光伏逆變器可能使用SiC MOSFET，但實際上到目前為止，市場上尚未推出采用Si-IGBT的簡單解決方案。
本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術。我們將新型950V技術與最先進的1200V器件進行比較。結果表明，與1200V器件相比，使用新型950V器件有助于大幅降低動態(tài)損耗和/或顯著改進靜態(tài)性能。然后，本文簡要介紹了ANPC拓撲結構的進一步使用和研究。接著，本文探討了功率模塊設計、布局和拓撲結構需求之間的相互作用。顯然，必須采用經優(yōu)化的設計，只有這樣才能實現(xiàn)最優(yōu)性能。最后，本文介紹了一種適合1500V光伏逆變器的ANPC拓撲結構，其額定電流為400A。新推出的Easy3B模塊完全集成了該拓撲結構。該低電感功率模塊設計配置了950V器件，采用了經優(yōu)化的設計。在典型開關頻率（比如20kHz）條件下，該低電感功率模塊的輸出功率比標準硅基1200V技術高出25%-35%。
2.適用于光伏應用的新型950V技術
新型950V IGBT技術基于微溝槽（MPT）設計。眾所周知，650V TRENCHSTOPTM 5和1200V TRENCHSTOP? 7 IGBT器件均采用了該設計[1,2,3]。[4]中提供了微溝槽設計的原理圖，并詳細說明了該設計的特點和優(yōu)化方式。由于采用可變接觸方案，開發(fā)出兩款具有不同性能的獨立器件：快速開關IGBT（S7）和優(yōu)化靜態(tài)損耗的IGBT（L7)）。前者的靜態(tài)損耗處于中等水平，但動態(tài)損耗大幅降低；后者靜態(tài)損耗較低。新型950V二極管基于現(xiàn)有650V RAPID技術，具備良好的軟度和可靠的抗宇宙射線性能，并且動態(tài)損耗較低。
圖1為650V、950V和1200V MPT技術的折衷曲線。圖中給出的所有損耗值均是在結溫（TJ）為150°C、額定電流和直流母線電壓（VDC）等于2/3阻斷電壓VCES的條件下測得。從圖中可以開出，650V MPT IGBT可以作為靜態(tài)損耗較高的極快開關器件（H5）以及靜態(tài)損耗優(yōu)化的器件（L5）。與1200V T4相比，1200V MPT IGBT（T7）的靜態(tài)損耗較低，并且動態(tài)損耗處于中等水平。由于具備1200V阻斷能力，T7的動態(tài)損耗幾乎是S5的8倍，但是兩者在額定電流（Inom）下的集電極-發(fā)射極電壓不相上下。因此，950V MPT技術縮小了這一性能差距。L7的動態(tài)損耗幾乎比T7高約50%，但是L7的靜態(tài)損耗明顯更低。S7的動態(tài)損耗僅為T7的三分之一，但S7的靜態(tài)損耗處于中等水平。
圖1.650V、950V和1200V MPT IGBT技術權衡比較圖。圖中給出的靜態(tài)損耗和動態(tài)損耗值均是在TJ=150°C和VDC=2/3?VCES條件下測得。另外，圖中給出了650V和1200V最先進第四代IGBT器件的損耗值作為參考。
應該注意的是，電流密度隨著阻斷電壓的增加而降低。L7和S7的電流密度比T7大50%左右。因此，如果功率模塊中使用的芯片面積相同，950V IGBT 的性能優(yōu)勢比1200V IGBT更加明顯。另外，將L7和S7與最先進的1200V T4和650V E4進行比較，結果表明該性能優(yōu)勢與采用MPT理念和技術直接相關。
接下來，我們重點比較L7、S7和T7。圖2顯示了L7、S7和T7的關斷和開通波形。關斷時，S7的開關特性最硬，即開關斜率（dv/dt）最大且峰值電壓VCE,peak最高。值得注意的是，由于柵極驅動單元固有絕緣能力制約，許多應用建議將dv/dtmax限制在25kV/μs。再來看S7，VCE,peak和dv/dt接近各自的最大值，并且超過了上述典型應用限值。L7和T7的表現(xiàn)十分軟，未達到臨界值。開通時，所有器件的開關性能不相上下。如果柵極電阻（RG）進一步降低，S7的開關損耗降低，dv/dt值增大。
圖2.在VDC=600V和TJ=25°C條件下，當IC=Inom和IC=0.1?Inom時，L7、S7和T7的關斷波形（左側）和開通波形（右側）。表格包含特性參數(shù)。
圖3顯示了L7、S7和T7的動態(tài)損耗之和，即左側的開通損耗EON和關斷損耗EOFF，以及右側950V RAPID二極管和1200V EC7的恢復損耗之和。比較在相同的芯片額定電流條件下進行，即Inom=400A和VDC=750V。所示損耗是在集電極電流（IC）和二極管電流（IF）為175A的條件下測得。所使用的RG值是根據上述VCE,peak和dv/dtmax限值推導得出。
圖3.當VDC=750V和Inom=400A時，IGBT（左側）和二極管（右側）的開關損耗。對于T7，開通和關斷時使用的最小RG為1.8Ω。根據典型應用限值，L7使用RG,on=9Ω和RG,off=3Ω；L7使用RG,on=12Ω和RG,off=17Ω。
我們來看IGBT損耗。如果集電極電流最大為175A，S7的動態(tài)損耗顯然比T7略低。L7的情況則有所不同：毫無疑問，L7的動態(tài)損耗較大，這是因為L7為經優(yōu)化的低靜態(tài)損耗器件。如果IC>175A，在TJ=150°C條件下，T7的動態(tài)損耗低于S7。然而，應該注意的是，L7和S7的設計電流密度高于T7。如果在相同的幾何芯片尺寸下比較所有器件，情況就會有所改變。如果集電極電流為175A，S7的動態(tài)損耗比T7降低20%，但是S7的靜態(tài)損耗僅比T7高100mV。L7的動態(tài)損耗基本不變，但是VCE再次下降。當IC=175A時，L7的靜態(tài)壓降比T7低300 mV。
對于二極管來說，情況要簡單得多。為了清楚起見，950V RAPID二極管和1200V EC7二極管分別與S7和T7一起運行。950V RAPID二極管的損耗低于1200V EC7的損耗。此外，二極管損耗遠低于IGBT損耗，但通常這一點在光伏應用中并不重要。
3.ANPC拓撲結構研究
在本節(jié)中，我們將研究ANPC拓撲結構及其在功率模塊設計內的相互作用。圖4顯示了光伏逆變器采用的典型ANPC拓撲結構。實驗中使用了六個子系統(tǒng)，每個子系統(tǒng)由一個IGBT（T1至T6）和一個反并聯(lián)二極管（D1至D6）組成。以對稱方式從DC+到N和從N到DC-施加VDC。在子系統(tǒng)1到子系統(tǒng)4中，所研究的ANPC拓撲結構使用快速開關器件；在系統(tǒng)5和子系統(tǒng)6中，該ANPC拓撲結構使用低靜態(tài)損耗器件。參考文獻[5,6]全面地探討和解釋了ANPC拓撲結構和相關換流通路。
圖4.子系統(tǒng)1至子系統(tǒng)4以及子系統(tǒng)5和子系統(tǒng)6中，ANPC拓撲結構分別采用快速開關器件和低靜態(tài)損耗器件的示意圖。實線和綠色虛線表示所研究的換流通路。
在有源功率運行中，比如正輸出電壓和正輸出電流，圖4中實線和綠色虛線表示典型的換流通路。為了清楚起見，T1與D2換流，而T5連續(xù)處于開通狀態(tài)。因而，有源功率運行的一個主要換流通路是在DC+和N和/或N和DC-之間。因此，應該通過設計措施最大限度減少這些通路中的寄生電感，以確保優(yōu)化性能。
4.ANPC拓撲結構
和功率模塊設計的相互作用
下面分析ANPC拓撲結構性能與功率模塊設計的相互作用，如圖4所示。在本示例中，所有器件的最大阻斷電壓為650V。在任何情況下，分析結果均可以輕松地轉移到阻斷電壓更高（比如950V或1200V）的任何其他IGBT和二極管技術。
該方法分析了T1和D2的開關特性。本文將總雜散電感為50nH的典型功率模塊設計與Lσ,total=30nH的經優(yōu)化功率模塊設計進行比較。為了清楚起見，設定Lσ,total=Lσ,setup+Lσ,module，其中Lσ,setup為設置雜散電感，Lσ,module為模塊雜散電感。如[7]中所述，雜散電感對器件性能有顯著的影響。在本研究中，主要影響是由于存在ΔLσ,module，因為Lσ,setup未發(fā)生顯著變化。
除非另有說明，本節(jié)所有測量均在室溫下進行，即TJ=25°C，VDC=300V。實驗所用IGBT（S5）和二極管（EC3）的Inom分別為400A和225A。
圖5顯示了IC=150A時T1與Lσ,total的關斷波形。在兩個用例中，RG相同，因此器件的開關特性相似。由此可見，VCE的顯著差異與ΔLσ,module直接相關。然而，如果Lσ,total較低，則最大VCE為500V；如果Lσ,total較高，則會導致640V過電壓，接近器件的最大阻斷電壓。此外，較高Lσ,total與IC和VCE上更明顯的振蕩相關。
圖5.在TJ=25°C，VDC=300V且IC=150A條件下，T1分別在Lσ,total=50nH（左側）和Lσ,total=30nH（右側）時的關斷波形。
圖6顯示了當Lσ,total=50nH和Lσ,total=30nH時，IGBT關斷期間VCE,peak與RG和IC的關系。Lσ,total,VCE,peak隨RG減小而增大，與Lσ,total和VCE,peak無關。如果RG較小且IC≥150A，則可以看到VCE,peak增加不明顯。這是由于電流跳變（snap-off）振蕩對開關特性的影響越來越大。因此，出現(xiàn)VCE,peak的位置從關斷過程中由器件決定的di/dt轉移到電流跳變區(qū)。如果RG較大，T1不再自關斷，并且IC與VCE,peak的關系也會再次改變。圖中明顯可以看出，如果Lσ,total較大，VCE,peak值也會較高。因此，如果未優(yōu)化Lσ,total，即降低到其最小值，必須限制IC，RG和/或VDC，以避免運行過程中超過器件的最大阻斷能力。圖7中圖表證實了這些分析結果。圖中顯示了當IC=200A（相當于T1 Inom的50%）時，VCE,peak與RG的關系。當Lσ,total較高并且VDC=400V時，RG必須限制到28Ω；如果Lσ,total較低，則沒有必要設定該限值。在VCE,peak條件下，T1可以在RG為10Ω或甚至更低情況下運行。
圖6.頂部：TJ=25°C和VDC=300V條件下，當Lσ,total較高（左側）和較低（右側）時，IGBT關斷期間T1的峰值電壓與RG和IC的關系。底部：TJ=25°C和VDC=300V條件下，當Lσ,total較高（左側）和較低（右側）時，二極管恢復期間D2的dv/dtmax與RG和IF的關系。
圖7.在TJ=25°C，VDC=300V和400V以及IC=200A條件下，當Lσ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時VCE,peak與RG的關系。紅色線和橙色線分別表示VDC =300V和400V時最大允許VCE,peak。插圖：dv/dtmax與RG的關系。紅色線表示dv/dt為25kV/μs。
我們來分析開關斜率。圖7中插圖顯示了最大電壓斜率dv/dtmax與RG的關系。假設dv/dt為上文所述25kV/μs，Lσ,total較高和較低時，關斷期間最小RG均限制到13Ω。
參照對T1的分析，本文也對D2進行了類似分析。圖8顯示了IF=10A時，二極管恢復波形與Lσ,total的關系。同樣，該分析中假設開關速度（即diF/dt）相同，因此IF和VF上的較大振蕩與Lσ,total的影響直接相關。電流較小時，二極管開關速度達到最快。因此，這些工況下應考慮過壓和dv/dt。
圖8.在TJ=25°C，VDC=300V和IF=10A條件下，當Lσ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時，D2的二極管恢復波形。
圖6說明了當Lσ,total=50nH和30nH時，D2的dv/dtmax與RG和IF的關系。明顯可以看出，RG和IF較低時，dv/dtmax達到最高值。隨著RG和/或IF增大，dv/dtmax呈單調遞減趨勢。再來看Lσ,total，當Lσ,total較高時，dv/dtmax明顯增加。具體解釋如下：不存在寄生電感的情況下，二極管設計決定了由于給定di/dt條件下清除電荷過程而產生的電壓斜率。寄生電感的存在導致感應電壓對開關斜率造成疊加影響。特別是對于快速開關二極管，較大di/dt在恢復峰值之后出現(xiàn)，并導致額外的電壓增加。這反過來又加大了陡度，從而二極管處出現(xiàn)更高的dv/dtmax。應該注意的是，這個結論只適用于二極管。對于換流通路中的IGBT，由于感應電壓的符號反向，dv/dtmax值降低。
圖9再次顯示了RG與dv/dt的關系，具體顯示了當IF=IC=10A時，dv/dtmax與RG的關系。本圖表直觀地顯示了二極管反向恢復期間D2處的dv/dtmax以及IGBT開通期間T2處的dv/dtmax。當Lσ,total較高且VDC=400V時，RG必須限制到12Ω；如果Lσ,total較低，則沒有必要設定該限值。這意味著，D2和T1可以在RG為10Ω或甚至更低情況下運行。如上文所述，當Lσ,total較高時，二極管的dv/dtmax與IGBT的dv/dtmax明顯差異較大。只有當RG值大于50Ω時，二極管和IGBT的dv/dtmax值相似。如果Lσ,total較低，當RG為30Ω時就已經達到dv/dtmax。圖9的插圖顯示了IF=10A和VDC分別為300V和400V條件下，D2的峰值電壓。在IGBT關斷期間也可以看到，當Lσ,tota較低時，Vdiode,peak降低。盡管這一影響十分顯著，并且Vdiode,peak降低了百分之幾十，RG的選擇不受此限制。因此，對于IGBT開通和二極管恢復，僅dv/dtmax限制并決定RG的大小。
圖9.在TJ=25°C，VDC=300V和400V以及IF=IC=10A條件下，當Lσ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時D2（二極管恢復）和T1（IGBT開通）處dv/dtmax與RG的關系。紅色線表示最大dv/dt為25kV/μs。插圖：Vdiode,peak與RG的關系。
我們來總結這些分析結果：當Lσ,total較高時，IGBT關斷期間VCE,peak值較高，并且二極管恢復期間dv/dtmax值較高。因此，如果選用典型的功率模塊設計（與較高Lσ,total存在直接相關性），則必須在逆變器運行期間增大RG，以避免器件和/或柵極驅動單元遭到損壞。圖10直觀地顯示了這些結果。圖中顯示了經優(yōu)化功率模塊設計（Lσ,total=30nH）和典型功率模塊設計（Lσ,total=50nH）中，IGBT損耗（即，EOFF、EON和EREC之和）與IC和IF的關系。如上所述，RG取值確定如下：經優(yōu)化功率模塊設計的RG,on=10Ω，RG,off=13Ω；典型功率模塊設計的RG,on=12Ω，RG,off=28Ω。可以明顯看出，通過選用經優(yōu)化的功率模塊設計和更低RG值，IGBT和二極管的開關損耗大幅降低。對于子系統(tǒng)（即IGBT和二極管的組合）來說，損耗可降低多達28%。
圖10.在TJ=25°C和150°C條件下，經優(yōu)化功率模塊設計（Lσ,total=30nH）和典型功率模塊設計（Lσ,total=50nH）中T1和D2的開關損耗與IC和IF的關系。插圖：TJ=150°C時，由于采用經優(yōu)化功率模塊設計，IGBT和二極管的損耗降低。
綜上所述，如果主要目的是實現(xiàn)最佳性能，則必須采用經優(yōu)化功率模塊設計。經優(yōu)化設計的適用性更強，支持運行更高負載電流或通過減小RG提高開關速度。在該系統(tǒng)中，這有助于提高靈活性，并且可以降低系統(tǒng)的復雜性，比如，減少無源元件或電源濾波器數(shù)量。
5.適用于1500V光伏逆變器的
優(yōu)化功率模塊
根據前一部分的分析和結論，要想在最終系統(tǒng)中實現(xiàn)最佳性能，必須采用經優(yōu)化的功率模塊設計。為此，我們按照以下步驟開發(fā)適用于1500V光伏逆變器的經優(yōu)化功率模塊。
第一步，確定ANPC拓撲結構的主要換流通路，如圖4所示。
第二步，在平行板波導設計中，使電源端子位置相互靠近，以最大限度減少DC+和N之間以及N和DC-之間的雜散電感。DC+，N和DC-的位置如圖11所示。輸出端子設置在輸入端子對面，從而簡化PCB設計。
第三步，確定內部布局，保證關鍵換流通路上襯底層僅存在非常小的換流回路。避免模塊襯底之間存在換流通路。
第四步，使用新型無基板Easy3B解決方案開發(fā)極低電感對稱式功率模塊。因此，盡管該模塊面積與兩個傳統(tǒng)Easy2B功率模塊的面積相同，其雜散電感僅為15nH。另外，與Easy1B和Easy2B相比，Easy3B解決方案的熱阻抗降低。
第五步，在該功率模塊中集成950V IGBT和二極管技術。從而，針對1500V光伏逆變器進行優(yōu)化且額定電流為400A的ANPC拓撲結構完成集成到單個功率模塊中。
使用圖4所示的1500V ANPC拓撲結構對該功率模塊的性能進行評估。T1至T4子系統(tǒng)和T5至T6子系統(tǒng)中分別選用S7和L7。T2和T3的Inom為200A，所有其他IGBT的Inom值為400A。對于二極管，本文分析了兩種主要應用場景：在一種場景中，所有子系統(tǒng)均集成200A RAPID二極管；在第二種場景中，使用Inom=60A的1200V SiC肖特基二極管替代RAPID二極管D2和D3。同時，將結合T7和EC7的ANPC拓撲結構作為參考設計，對有源功率換流通路進行比較。在所有用例中，假定平均模塊溫度最多增加30K，這限制了該解決方案的適用性。
圖11.Easy3B解決方案，帶有基于950V ANPC拓撲結構對應引腳分配。
圖12顯示了在DC+和DC-端子之間施加1200V電壓時，最大輸出電流Iout與開關頻率fSW的關系。實線表示參考設計以及上述兩個基于L7/S7場景的Iout。三種解決方案的額定電流相同。當fSW極低時，T7/EC7解決方案的Iout比兩種L7/S7解決方案高最多15%。當fSW為高于20kHz的典型值，前者的Iout比后者高7%左右。值得一提的是，只有當T7/EC7解決方案的功率密度明顯較低時，才會實現(xiàn)上述Iout優(yōu)勢。如果功率密度相同，即L7、S7和RAPID二極管的芯片面積相同，情況就會改變。圖中虛線直觀地顯示了這一點?？梢悦黠@看出，配置RAPID二極管的L7/S7解決方案和配置SiC二極管的L7/S7解決方案分別實現(xiàn)了Iout增加高達40%和75%。即使當fSW處于0-40kHz范圍時，Iout也比T7/EC7參考設計高出最少10%，最多26%。這些研究結果并不令人意外，因為T7和EC7針對通用變頻器進行了優(yōu)化，因而開關頻率更低。因此，如果光伏應用要求提高開關速度，那么L7和S7的優(yōu)勢就會顯現(xiàn)出來。
圖12中插圖顯示了達到對應的最大Iout時，系統(tǒng)效率與fSW的關系。所有解決方案的系統(tǒng)效率至少達到了99.2%。L7/S7解決方案的系統(tǒng)效率始終比基于T7的解決方案高出最少0.05%，最多0.3%。應該注意的是，與Inom=400A（實線）的L7/S7解決方案相比，芯片尺寸更大的L7/S7解決方案（虛線）的系統(tǒng)效率略低，但Iout明顯更高。盡管系統(tǒng)效率略低，但當fSW=20kHz時，Iout提高了25%至35%。
圖12.在相同熱邊界條件下，不同解決方案和功率密度不同時Iout與fSW的關系。插圖：在相應的Iout條件下，不同解決方案和功率密度不同時系統(tǒng)效率與fSW的關系。
6.小結
本文介紹了新型950V IGBT和二極管及其固有設計方案，并將其與現(xiàn)有的1200V技術進行了比較。已有的微溝槽設計支持開發(fā)優(yōu)化靜態(tài)損耗的IGBT（L7）和快速開關IGBT（S7）。與最先進的1200V IGBT相比，新型950V技術的靜態(tài)損耗顯著降低，開關性能顯著提高，并且實現(xiàn)了更優(yōu)系統(tǒng)性能。
通過對功率模塊設計與ANPC拓撲結構相互作用的綜合分析，本文確定了關鍵換流通路和系統(tǒng)限制因素。分析結果表明，經優(yōu)化的功率模塊設計顯著降低了總雜散電感，從而進一步簡化了開關操作，使損耗大幅降低多達28%。
基于經優(yōu)化的功率模塊設計，我們提出了額定電流為400A的全集成ANPC拓撲結構，適用于1500V光伏逆變器。新推出的Easy3B解決方案采用了該ANPC結構，使得模塊雜散電感低至僅15nH。這種功率模塊設計結合新推出的950V IGBT為光伏逆變器提供了兩種可選方案。一方面，如果更換給定的1200V IGBT，則可以在大幅減小芯片面積的同時實現(xiàn)相同的輸出功率。另一方面，如果采用相同的芯片面積，則輸出電流可增加25%至75%。
參考文獻
[1] T. Kimmer and E. Griebl, “Trenchstop 5: A new application specific IGBT series”, Proc. PCIM Europe, pp. 120-127, 2012.
[2] F. Wolter et al., “Multi-dimensional trade-off considerations of the 750 V micro pattern trench IGBT for electric drive train applications”, Proc. ISPSD, pp. 105-108, 2015.
[3] C. Jaeger et al., “A new sub-micron trench cell concept in ultrathin wafer technology for next generation 1200 V IGBTs”, Proc. ISPSD, pp. 69- 72, 2017.
[4] C. R. Müller et al., “New 1200 V IGBT and diode technology with improved controllability for superior performance in drives application”, Proc. PCIM Europe, pp. 289-296, 2018.
[5] D. Floricau et al., "The efficiency of three-level active NPC converter for different PWM strategies", Proc. EPE, pp. 1-9, 2009.
[6] A. C. Schittler et al., “Interaction of power module design and modulation scheme for active neutral point clamped inverters“, Proc. PCIM Europe, pp. tbd., 2019.
[7] C. R. Müller et al., “Using 650V high speed 3 IGBTs in power modules for solar inverter performance improvement”, Proc.
來源：Infineon
免責聲明：本文為轉載文章，轉載此文目的在于傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問題，請聯(lián)系小編進行處理。
推薦閱讀：
數(shù)據中心加速芯片需求大爆發(fā)，F(xiàn)PGA正領跑市場
