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放大電路普及:射頻干擾整流誤差電路設(shè)計(jì)

發(fā)布時(shí)間:2014-12-21 責(zé)任編輯:echolady

【導(dǎo)讀】對(duì)于信號(hào)傳輸線路較長(zhǎng)且信號(hào)強(qiáng)度較低的情況,必須處理射頻干擾,尤其在儀表放大器的典型應(yīng)用中,它能從較強(qiáng)共模噪聲和干擾中提取較弱的差分信號(hào)。下面分享幾個(gè)放大器中射頻干擾整流誤差電路。

有個(gè)潛在問(wèn)題卻往往被忽視,即儀表放大器中存在的射頻整流問(wèn)題。當(dāng)存在強(qiáng)射頻干擾時(shí),集成電路可能對(duì)干擾進(jìn)行整流,然后以直流輸出失調(diào)誤 差表現(xiàn)出來(lái)。儀表放大器輸入端的共模信號(hào)通常被其共模抑制的性能衰減了。射頻整流仍然會(huì)發(fā)生,因?yàn)榧词棺詈玫膬x表放大器在信號(hào)頻率高于20 kHz時(shí),實(shí)際上也不能抑制共模噪聲。放大器的輸入級(jí)可能對(duì)強(qiáng)射頻信號(hào)進(jìn)行整流,然后以直流失調(diào)誤差表現(xiàn)出來(lái)。一旦經(jīng)過(guò)整流后,在儀表放大器輸出端的低通 濾波器將無(wú)法消除這種誤差。如果射頻干擾為間歇性,那么它會(huì)導(dǎo)致無(wú)法被覺(jué)察到的測(cè)量誤差。

設(shè)計(jì)實(shí)用的射頻干擾濾波器


解決這一問(wèn)題的最實(shí)用方案是在儀表放大器之前 使用一個(gè)差分低通濾波器,以對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行衰減。該濾波器有三個(gè)作用:盡可能多地消除輸入線路中的射頻能量;使每條線路與接地(共用)之間的交流信號(hào)保持 平衡;并在整個(gè)測(cè)量帶寬內(nèi)維持足夠高的輸入阻抗,以避免增加信號(hào)源的負(fù)載。

圖1是多種差分射頻干擾濾波器的基本框圖。圖中所示元件值均針對(duì)AD8221選擇,AD8221的–3dB典型帶寬值為:

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圖1 用于防止射頻干擾整流誤差的低通濾波器電路
 
1MHz,典型電壓噪聲電平為7 nVQQ截圖20141204111321.jpg。除抑制射頻干擾之外,該濾波器同時(shí)具有輸入過(guò)載保護(hù)功能。因?yàn)殡娮鑂1a和R1b有助于隔離儀表放大器輸入電路與外部信號(hào)源。圖2是該抗射頻干擾電路的簡(jiǎn)化圖。從圖中可見(jiàn),濾波器形成一個(gè)橋接電路,其輸出跨接于儀表放大器的輸入引腳間。鑒于這種連接方法,C1a/R1a與 C1b /R1b兩個(gè)時(shí)間常數(shù)之間的任何不匹配都會(huì)導(dǎo)致橋路失衡,從而降低高頻共模抑制性能。因此,電阻R1a和R1b以及電容C1a和C1b均應(yīng)始終相等。

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圖2 電容C2構(gòu)成C1a/C1b的旁路,并能有效降低因元件不匹配引起的交流共模抑制誤差
 
如圖所示,C2跨接于電橋的輸出端,從而使得C2實(shí)際上與C1a和C1b構(gòu)成的串聯(lián)組合呈并聯(lián)關(guān)系。這樣連接后,C2能有效降低因不匹配導(dǎo)致的任何交 流共模抑制誤差。例如,如果C2比C1大10倍,這種連接方式將使因C1a/C1b不匹配導(dǎo)致的共模抑制誤差降低至原來(lái)的二十分之一。需要注意的是,該濾 波器不影響直流共模抑制。
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適用于AD620系列儀表放大器的射頻干擾抑制電路

圖3是針對(duì)通用型儀表放大器(如AD620系列)的電路,與AD8221系列相比,這類儀表放大器的噪聲電平較高(12 nVHz)、帶寬較低。相應(yīng)地,這類儀表放大器使用了相同的輸入電阻,但電容C2的值大約增加5倍,達(dá)0.047 F,以便提供足夠的射頻衰減。采用圖中所示值時(shí),電路的–3 dB帶寬約為400Hz;通過(guò)將R1和R2的電阻值降至2.2 k ,可將帶寬提高到760 Hz。需要注意的是,增加帶寬是要付出代價(jià)的,要求儀表放大器前面的電路驅(qū)動(dòng)的阻抗載荷較低,因此會(huì)在一定程度上降低輸入過(guò)載保護(hù)性能。

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圖3 用于AD620系列儀表放大器的射頻干擾抑制電路

用于微功耗儀表放大器的射頻干擾抑制電路

有些儀表放大器比其它放大器更容易發(fā)生射頻整流,因而需要采用更強(qiáng)的濾波器。輸入級(jí)工作電流較低的微功耗儀表放大器(如AD627)即是一個(gè)很好的例 子。增加兩只電阻R1a/R1b的值以及/或者電容C2的值這種簡(jiǎn)單的方法可提高射頻衰減,但代價(jià)是信號(hào)帶寬降低。由于AD627儀表放大器與通用型集成 電路(如AD620系列器件)相比,具有更高的噪聲(38nV Hz),因此可采用電阻值較高的輸入電阻,而不會(huì)大幅降低電路的噪聲性能。圖4對(duì)圖1所示基本RC抗射頻干擾電路進(jìn)行了修改,采用電阻值更高的輸入電阻。

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圖4 用于AD627的射頻干擾抑制電路
 
濾波器帶寬約為200 Hz。當(dāng)增益為100、輸入為1V p-p時(shí),最大直流失調(diào)電壓在1 Hz至20 MHz頻率范圍內(nèi)約為400 VRTI。增益不變時(shí),電路的射頻信號(hào)抑制(輸出端射頻電平/輸入端射頻電平)將優(yōu)于61 dB。

用于AD623儀表放大器的射頻干擾濾波器


圖5顯示的是建議與AD623儀表放大器搭配使用的抗射頻干擾電路。由于這種器件與AD627相比,較難受到射頻干擾的影響,因此可將輸入電阻的值從20 k 降至10 k ,結(jié)果會(huì)增加電路的信號(hào)帶寬,降低電阻的噪聲貢獻(xiàn)。此外,10k 電阻還可提供極其有效的輸入保護(hù)。采用圖中所示值時(shí),濾波器的帶寬約為400Hz。當(dāng)增益為100、輸入為1Vp-p時(shí),最大直流失調(diào)電壓小于1 V RTI。增益不變時(shí),電路的射頻信號(hào)抑制優(yōu)于74 dB。

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圖5 AD623射頻干擾抑制電路
 
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AD8225射頻干擾濾波器電路

圖6顯示的是針對(duì)這種儀表放大器的推薦射頻干擾濾波器。AD8225儀表放大器增益固定為5,且較AD8221更易受射頻干擾的影響。如不采用射頻干 擾濾波器,當(dāng)輸入2 Vp-p、10 Hz至19 MHz正弦波時(shí),這種儀表放大器測(cè)得的直流失調(diào)電壓約為16 mV RTI。通過(guò)使用電阻值更大的電阻,該濾波器可得到比AD8221電路更高的射頻衰減:用10 k 代替4 k 。由于AD8225具有較高的噪聲電平,因此這是可以接受的。若使用濾波器,則直流失調(diào)電壓誤差可忽略。

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圖6 AD8225射頻干擾濾波器電路

使用共模射頻扼流圈做儀表放大器射頻干擾濾波器

作為RC輸入濾波器的替代方案,可在儀表放大器的前面連接一個(gè)商用共模射頻扼流圈,如圖7所示。共模扼流圈是一種采用共用鐵芯的雙路繞組射頻扼流圈。 兩個(gè)輸入端的任何共模輸入射頻信號(hào)都會(huì)被扼流圈衰減。共模扼流圈以少量元件提供了一種簡(jiǎn)單的射頻干擾抑制方式,同時(shí)獲得了更寬的信號(hào)通帶,但這種方法的有 效性取決于所用共模扼流圈的質(zhì)量,最好選用內(nèi)部匹配良好的扼流圈。使用扼流圈的另一潛在問(wèn)題是無(wú)法像RC射頻干擾濾波器那樣提高輸入保護(hù)功能。采用射頻扼 流圈、額定增益為1000的AD620儀表放大器,輸入1 V p-p共模正弦波時(shí),圖7所示電路可使直流失調(diào)電壓降至低于4.5 V RTI 的水平。高頻共模抑制比也大幅降低,如表I所示。

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圖7 使用商用共模射頻扼流圈抑制射頻干擾
 
由于有些儀表放大器比其它放大器較易受射頻干擾影響,因此,使用共模扼流圈有時(shí)不足以解決問(wèn)題。這些情況下,最好使用RC輸入濾波器。

射頻干擾測(cè)試

圖8顯示的是一種用于射頻干擾抑制測(cè)試的典型設(shè)置。若要測(cè)試這些電路的射頻干擾抑制情況,請(qǐng)用極短的引線將兩個(gè)輸入端連接起來(lái)。用一條50 端接電纜將優(yōu)質(zhì)正弦波發(fā)生器連接到該輸入端。

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圖8 用于儀表放大器射頻干擾抑制測(cè)量的典型設(shè)置
 
拿一個(gè)示波器,調(diào)節(jié)正弦波發(fā)生器以使發(fā)生器端的輸出為1 V p-p。將儀表放大器設(shè)置為高增益(如100)。直流失調(diào)電壓可用一個(gè)數(shù)字電壓表(DVM)直接在儀表放大器的輸出端讀取。若要測(cè)量高頻共模抑制,將示波 器通過(guò)補(bǔ)償過(guò)的探頭與儀表放大器輸出端相連,并測(cè)量對(duì)輸入頻率的峰-峰值輸出電壓(即饋通)。當(dāng)計(jì)算對(duì)頻率的共模抑制比時(shí),務(wù)必考慮輸入端接 (VIN/2)以及儀表放大器增益。

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