【導讀】基本的Buck轉換器拓撲都是一樣的，但控制該轉換器工作的方法卻是多種多樣的，不同的方法帶來不同的特性。與之對應的是現(xiàn)實中的負載特性也各自不同，如何將不同的轉換器拓撲和各種不同的應用對應起來呢？了解各種拓撲的基本特性和限制，清楚自己的應用需求，這是實現(xiàn)正確選擇的基本條件。
一、 概述
基本的 Buck 轉換器拓撲是這樣的：
圖一、Buck轉換器的基本拓撲
在此拓撲中，高端功率開關S1和低端功率開關S2輪流導通，由此形成的斬波信號經(jīng)電感L和輸出電容COUT濾波以后形成輸出電壓，輸出電壓VOUT的高低由S1導通時間的占空比所決定。
一個完整的Buck系統(tǒng)需要對某些信號進行檢測以確定如何對開關的占空比進行控制，而在電路中可供檢測作為Buck控制系統(tǒng)的反饋信號是多種多樣的，控制開關占空比的方法也有很多種。現(xiàn)實中的負載也各自具有獨特的個性，它們對為之供電的Buck 轉換器的特性要求也不一樣，這就導致了各種不同控制架構的出現(xiàn)。
立锜科技的DC/DC產(chǎn)品目錄中有多種不同類型的Buck轉換器，它們分別使用了不同的控制架構。最傳統(tǒng)的是電流模式（Current Mode， CM）和固定導通時間（Constant-On-Time， COT）模式，還有結合了兩者特性的電流模式固定導通時間（Current Mode Constant-On-Time， CMCOT）模式，以及改進后的固定導通時間（Advanced Constant-On-Time， ACOT™）模式。這些不同的控制架構實現(xiàn)方法不同，各自具有不同的特性，其優(yōu)勢和限制也是各自不同的。
面對如此繁多的控制架構，我們應該怎樣針對自己應用的需要選擇合適的架構呢？讓我們從了解開始。
二、 電流模式（Current Mode， CM）
最傳統(tǒng)的電流模式Buck轉換器通過對MOSFET功率開關的導通時間進行控制以實現(xiàn)對輸出電壓的調節(jié)，它有一個固定頻率的內(nèi)部時鐘控制著開關的節(jié)奏，導通時間的決策依據(jù)來源于電感峰值電流檢測信號和誤差放大器的比較結果。下面是它的電路拓撲和與之對應的波形示意圖：
圖二、電流模式Buck轉換器電路拓撲
圖三、電流模式Buck轉換器的工作波形
這種架構的控制回路的帶寬是由誤差放大器進行設定的，一般被限定在遠小于開關切換工作頻率的水平上。
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RT8059 是一款封裝為TSOT-23-5的電流模式 Buck 轉換器，最高工作電壓為5.5V，輸出電流能力為1A，以1.5MHz的固定頻率工作。這是它的應用電路圖：
圖四、電流模式Buck轉換器的電路實例
我們給它一個5V的電壓，讓它的輸出電壓為1.2V，并給它施加一個在500mA和1A之間快速變化的電流負載，看看它的輸出電壓變化情況。下圖是測試波形：
圖五、電流模式Buck轉換器的瞬態(tài)響應波形
將波形在時間軸上拉開以后，我們可以看到響應過程的細節(jié)：
圖六、電流模式Buck轉換器的瞬態(tài)響應波形細節(jié)展開
當負載電流從500mA向1A跳變時，輸出電壓下跌的最大幅度是66mV，為額定輸出電壓的5.5%。這種負載快速變化條件下的輸出電壓變動狀況測試是最能反映一個電源系統(tǒng)的性能的，因為這是它能遇到的最壞狀況之一。
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電流模式控制電路中的誤差放大器能對輸出電壓的變化做出響應。由于輸出電容的存在，負載電流的急速變化并不能馬上反映到電壓上，它只能逐漸地反映出來，這在誤差放大器中表現(xiàn)為它的輸出信號的逐漸增加，這個增加過程還受到補償電路的抑制，以使得反應不至于太過。
誤差放大器的輸出的變化并不能馬上表現(xiàn)到開關占空比的變化上，它需要受到時鐘的同步，只有一個新的時鐘周期開始時，高端開關才會被打開，這個打開過程直至內(nèi)部的脈動信號幅度超過誤差放大器輸出信號幅度以后才會結束。較高的誤差放大器信號輸出導致較高的占空比，從輸入端經(jīng)電感流向輸出端的電流相應更高以彌補輸出電流增大帶來的輸出電壓下降損失，反之亦然。
在穩(wěn)定狀態(tài)下，誤差放大器的輸出電壓是穩(wěn)定不變的，由此導致的占空比也是不變的，我們可在這個時候從開關節(jié)點上測量到穩(wěn)定不變的波形。當任何擾動加入的時候，例如輸入電壓發(fā)生了變化，或是負載電流發(fā)生了變化，前述的動態(tài)變化過程就會發(fā)生，其最終目的就是將輸出電壓拉回到穩(wěn)定狀態(tài)，能用多快的速度將環(huán)境變化的影響消除反映了一個系統(tǒng)的瞬態(tài)響應的速度。
受較窄的系統(tǒng)帶寬的限制，電流模式Buck轉換器對負載的快速變化的響應是比較慢的，所以它的輸出電壓跌落和上沖就會比較大，恢復過程也要需要比較長的時間。
電流模式控制器使用了固定的時鐘信號來同步所有的工作過程，我們看到這種做法是有缺陷的，但此方法對于某些存在頻率敏感現(xiàn)象的系統(tǒng)是一個很好的選擇。在有的情況下，我們可能還需要用外部時鐘信號來對Buck的工作過程進行同步，電流模式支持支種做法，條件是你所選用的器件要提供這樣的接口。
三、 改進的固定導通時間（Advanced Constant-On-Time， ACOTTM）
固定導通時間（COT）架構已經(jīng)存在很久了，也是一種很經(jīng)典的架構，立锜科技有很多產(chǎn)品采用了這種架構。與電流模式比較慢的響應速度相比， COT架構最大的好處就是它的響應速度極快，可以將負載變化時的輸出電壓變化降到很低的程度，但它也是有缺陷的。下面的文字翻譯自一款采用ACOTTM控制架構的產(chǎn)品規(guī)格書，它陳述了COT架構的特性，同時也說明了ACOTTM是怎么回事，可讓我們了解各自的不同。在閱讀文字以前先看看下圖是有利的，這個圖是關于ACOTTM的，但忽略掉其中ACOTTM特有的頻率鎖定環(huán)路（Frequency Locked Loop）和虛擬電感電流波形生成電路（PSR）以后的剩余部分就是COT的電路拓撲了。
圖七：ACOTTM架構Buck轉換器的電路拓撲
COT
任何COT架構的核心都是一個固定導通時間的單穩(wěn)態(tài)單元。在這里，所謂的固定導通時間其實是一個由反饋電壓比較器所觸發(fā)的預先定義好的“固定”時間。這種具有很高魯棒性的安排具有很高的噪聲消除能力，是低占空比應用的理想選擇。在每一個固定時間的導通狀態(tài)之后，總是有一個最小關斷時間緊隨其后，在這段時間里，電壓調節(jié)器不用做出任何調整決定，這種做法的好處是避免了開關噪聲的影響，因為每一次開關動作之后的一段時間里總是跟隨著嚴重的噪聲。因為沒有固定的時鐘對操作進行同步控制，當負載發(fā)生突變時，轉換電路中的上橋開關幾乎可以立即打開讓電感電流迅速增加以滿足負載上突然出現(xiàn)的需要。
傳統(tǒng)的電流模式或電壓模式的控制架構必須監(jiān)控反饋電壓、電流信號（同時用于電流限制）以及內(nèi)部的脈動信號和補償信號來決定何時關閉上橋開關、打開同步續(xù)流開關。在進行大電流切換的情形下，開關動作之后的噪聲是巨大的，要在這種噪聲中準確地獲取那么多信號并做出正確的決策是一件非常艱難的事情，這在低占空比應用和板子設計不太理想的情況下就變得尤為嚴峻。
由于不需要在噪聲嚴重的時間段做出開關切換動作的決策，COT架構就成了低占空比應用和高噪聲應用中的首選。然而，傳統(tǒng)的COT控制架構仍然因為其內(nèi)在的某些缺點而不能滿足某些應用的需要。例如，很多應用需要使開關電源工作在某些特定的頻率范圍內(nèi)以避免和其它敏感電路發(fā)生相互干擾，而在純正的COT控制架構中，由于導通時間是固定的，所以它的開關工作頻率就是變化的。在降壓型開關轉換器中，占空比是與輸出電壓成正比、與輸入電壓成反比的，因此，當導通時間固定時，關斷時間（緊接著是頻率）就必然是變化的，這樣才能適應輸入電壓和輸出電壓的變化。
現(xiàn)代的偽固定頻率COT架構通過讓單穩(wěn)態(tài)電路的導通時間正比于輸出電壓、反比于輸入電壓，大大提升了COT的性能。在這種方法中，導通時間被選擇在和一個理想的固定頻率PWM電路處理類似的輸入、輸出電壓條件下的導通時間相當?shù)臓顟B(tài)下，這樣的結果是性能被大大地改善了，但開關工作頻率仍然會隨著輸入電壓和負載的變化而變化，因為來自開關、電感和其他寄生效應的損耗依然在發(fā)生影響。
多數(shù)COT架構的另外一個問題是他們需要依賴輸出電容的較大的ESR來工作，這在遇到體積小、成本低但ESR很低的陶瓷電容時就不再好用了。這些架構需要利用電感電流流過輸出電容的ESR時形成的交流電流信息來運作，這有點像是電流模式的控制系統(tǒng)所做的那樣，但陶瓷電容能夠提供的電感電流信息太微弱了，很難讓控制回路能夠穩(wěn)定運作，這就像電流模式的控制系統(tǒng)看不到電流信息一樣，它失去了路標，雖然清楚自己要去哪里，但卻不知道如何邁步。
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ACOTTM控制架構
有很多原因可以導致即便將導通時間正比于輸出電壓、反比于輸入電壓也不能得到好的固定頻率表現(xiàn)的結果。首先，電流流過MOSFET開關和電感形成的電壓降會使得實際的輸入電壓低于測量出來的輸入電壓、實際的輸出電壓高于測量出來的輸出電壓。當負載變化時，負載電流導致的開關上的電壓降會導致開關頻率的變化。其次，在輕載情況下，假如電感電流出現(xiàn)負值、同步續(xù)流開關關閉和上橋開關導通以容許輸入電壓出現(xiàn)在開關節(jié)點之間的死區(qū)時間延長，都會使得有效的導通時間增加并導致開關頻率出現(xiàn)明顯的下降。
一種降低這些效應的方法是測量實際的開關工作頻率并將其和預定的數(shù)據(jù)進行比較以確定頻率調整的方向，其好處是無需測量實際的輸出電壓，因而省去了一個用于測量輸出電壓的引線端子。ACOTTM正是采用這種測量實際的開關頻率并在反饋回路中調整導通時間的方法來將平均開關工作頻率保持在一個預定的范圍之內(nèi)。
為了能和低ESR的陶瓷電容配合起來穩(wěn)定工作，ACOTTM在IC內(nèi)部使用了一個虛擬的電感電流脈動信號，它代替了通常使用的借助輸出電容的ESR生成的電感電流信號，這個信號和其它內(nèi)部補償舉措相結合優(yōu)化了和低ESR陶瓷電容配合時的工作表現(xiàn)，達成了穩(wěn)定工作的目的。
ACOTTM單穩(wěn)態(tài)電路的運作
ACOTTM的控制邏輯是非常簡單易懂的，反饋電壓和虛擬電感電流脈動信號相加以后與參考電壓進行比較，當前者的幅度低于后者時，一次單穩(wěn)態(tài)導通過程即被觸發(fā)（觸發(fā)信號在經(jīng)過一個與最短截止時間相等的時間以后即被自動復位），上橋開關打開，輸入電壓進入開關節(jié)點加到電感上，電感電流即線性增加；經(jīng)過預設的固定導通時間以后，上橋關閉，續(xù)流開關打開，電感電流從最高點開始線性降低，與此同時，一個最短截止時間單穩(wěn)態(tài)過程被觸發(fā)以防止另一次導通過程在開關噪聲持續(xù)期間立即發(fā)生，并使反饋電壓和電流感應信號可以被正確地獲取。最短截止時間被保持在極短的狀態(tài)，其典型值為230ns，這樣可以保證另一次導通過程可以在需要時被及時啟動，以便滿足負載的需要。
這段文字已經(jīng)說明了 ACOTTM Buck 轉換器的特性：極快的瞬態(tài)響應速度；可以使用低ESR的MLCC作為輸出電容；平均工作頻率是穩(wěn)定的。請注意它不使用電流檢測電路和誤差放大器，取而代之的是直接將檢測到的輸出電壓和虛擬的電感電流脈動信號的和與參考電壓進行比較以決定何時需要喚醒一次導通過程。下面的圖形是ACOTTM架構在穩(wěn)定狀態(tài)和負載變化情況下的工作波形示意：
圖八、ACOTTM架構Buck轉換器的工作波形
從中可以看出，當負載變化的時候，與電流模式在工作頻率固定的情況下通過改變占空比來調節(jié)輸出電壓不一樣的是它改變了工作的頻率，導通脈沖的急劇增加可使它快速地滿足負載的需要，從而快速將輸出電壓拉回到穩(wěn)定狀態(tài)。
我們同樣選擇一款最高工作電壓為5.5V的ACOTTM架構低壓Buck轉換器來測試它的性能，先來看看電路圖：
圖九、ACOTTM架構Buck轉換器的電路實例
這一次選擇的是RT5784A，它是ACOTTM架構的，平均工作頻率也是1.5MHz（請注意是平均工作頻率，這是與電流模式不一樣的地方），它的負載能力是2A，與我們選用的電流模式器件RT8059的負載能力不一樣，但這并不影響我們的測試，因為負載電流是由負載的大小決定的，與負載能力是兩回事。輸出電壓仍然設定為相同的1.2V，我們讓負載電流在0.5A到1A之間跳變，下圖是測量到的電流波形和輸出電壓變化的波形：
圖十、ACOTTM架構Buck轉換器的電路實例瞬態(tài)響應波形
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當負載電流發(fā)生跳變的時候，輸出電壓的下跌只有24mV，遠小于電流模式器件在同樣條件下出現(xiàn)的66mV的變化。當然了，它的回復穩(wěn)定狀態(tài)的時間也是很短的，下圖顯示了這個過程：
圖十一、ACOTTM架構Buck轉換器的電路實例瞬態(tài)響應波形細節(jié)展開
不到一個微秒，電感電流就已經(jīng)追上了負載電流的變化，前述的電流模式器件沒有這么快。
ACOTTM已經(jīng)采取了頻率鎖定電路來解決它在工作條件變化情況下的工作頻率變化問題，它的平均頻率是穩(wěn)定的，但這仍然不能讓它的頻率是固定不變的，也不能使用外部時鐘來對它的動作進行同步，如果你有相關的需要，你還是需要考慮使用電流模式的器件。
四、 電流模式固定導通時間（Current-Mode Constant-On-Time， CMCOT）
對于某些應用來說，電流模式比較慢的瞬態(tài)響應能力是不能接受的，也不能接受電流模式不能太低的占空比，它們對于ACOTTM架構在面對負載快速變化時的工作頻率的大范圍變化也不能接受，這時候就可以選擇一個折中的方案：電流模式固定導通時間架構（CMCOT）。
CMCOT的電路拓撲是這樣的：
圖十二：CMCOT架構Buck轉換器的電路拓撲
CMCOT Buck轉換器的功率開關擁有固定的導通時間，并通過對功率開關關斷時間的控制實現(xiàn)輸出電壓的調整。這種架構中包含了誤差放大器和電流檢測電路，但對關斷時間的控制依據(jù)是來源于電感谷值電流的檢測信號和誤差放大器的比較結果。與電流模式相比，這種模式的轉換器具有更寬的帶寬，響應速度更快。
在DC/DC電路中，每一次的開關切換過程都對應著電流路徑的變換和開關節(jié)點的電壓變化，這就形成了所謂的噪聲。電流模式架構的電流檢測點是在上橋開關上，那里的電壓比較高，信號不好處理，其中包含的噪聲也更多更雜更大，正確的信號要在離開關時間點比較久的時候才會出現(xiàn)，這就限制了占空比的最小值。Buck電路的占空比是等于輸出電壓和輸入電壓的比值，輸入電壓越高，輸出電壓越低，所需要的占空比就越低，這就限制了電流模式的使用范圍。當工作頻率比較高時，元器件可以實現(xiàn)小型化，這對小體積的設備是非常好的，所以在很多情況下會有對高工作頻率的追求，這時候的工作周期會很短，低占空比就意味著很短的脈沖時間，這也會讓電流模式的使用成為不可能。
同樣幅度的輸出電壓波動，在輸出電壓比較低的情況下，輸出電壓波動所占的比例也較高，稍有不慎就可能使負載系統(tǒng)進入不正常的工作狀態(tài)。隨著業(yè)界對電子器件在低電壓下工作的研究的深入，我們將要面臨的工作電壓會越來越低，傳統(tǒng)的電流模式必將遇到越來越多的挑戰(zhàn)。電流模式固定導通時間架構能夠兼有電流模式和固定導通時間架構的好處，這在某些情況下是很好的選擇。
圖十三：CMCOT架構Buck轉換器的電路實例
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上圖中的RT8096A是最高5.5V工作電壓的CMCOT架構Buck器件，平均工作頻率為1.5MHz（請注意它的核心是COT的，所以只能談平均工作頻率，這是由頻率鎖定電路設定的），負載能力為1A，電路的輸出電壓為1.2V。當它的負載在500mA至1A之間跳變時，其電流波形和輸出電壓的變化狀況是這樣的：
圖十四：CMCOT架構Buck轉換器的電路實例的瞬態(tài)響應波形
輸出電壓的上沖和下墜的幅度都是49mV，這個數(shù)據(jù)介于已經(jīng)得到的電流模式的65mV和ACOTTM的24mV之間，優(yōu)于電流模式，但又劣于ACOTTM。
再來看看細節(jié)：
圖十五：CMCOT架構Buck轉換器的電路實例的瞬態(tài)響應波形細節(jié)展開
圖中顯示在2微秒內(nèi)開關節(jié)點上出現(xiàn)了5個脈沖，回到前面ACOTTM的波形，我們可以看到它在1微秒內(nèi)打了3個脈沖，很顯然，在面對同樣負載跳變的情況下，這一次的脈沖頻率比較低，也就是說CMCOT真的起到了降低頻率變化范圍的效果。
五、 總結
我們已經(jīng)把幾種不同控制架構的實現(xiàn)方法和各自的基本特性做了比較，也比較了它們的性能表現(xiàn)，與實際的應用結合，我們可以看到：
輸入電壓、輸出電壓和負載的自然特性在大多數(shù)情況下是決定選擇哪種控制架構最合適的關鍵因素。
具有穩(wěn)定負載的系統(tǒng)可選擇電流模式 Buck 轉換器；為了避開某些頻率敏感的頻帶，具有固定工作頻率的電流模式也是最佳的選擇。一些電流模式 Buck 轉換器可提供外部時鐘同步的接口。
那些存在極快速負載變化的系統(tǒng)（例如CPU內(nèi)核和DDR存儲器這樣的應用）和需要極低占空比的應用應該選擇 ACOTTM架構的 Buck 轉換器來供電。需要引起注意的是這種架構在負載發(fā)生變化時的響應過程中開關切換工作頻率是有明顯變化的。
電流模式固定導通時間（CMCOT） Buck 轉換器的性能介于電流模式和 ACOTTM之間，因而適用于需要相對穩(wěn)健的負載響應特性的應用中，那些需要較短的最小導通時間的應用（指較高工作頻率結合較大降壓比的狀況）也是它們發(fā)揮作用的時候。
